1 引言

目前，一些設(shè)備仍沿用傳統(tǒng)的400Hz 變頻機組供電，具有笨重、效率低、噪聲大，動態(tài)品質(zhì)差、輸出波形差等缺點。用靜止變頻電源取代它是發(fā)展的必然趨勢。早期的晶閘管靜止變頻電源雖然克服了變頻機組的許多缺點，但晶閘管的關(guān)斷依賴負(fù)載或附加的關(guān)斷電路，控制復(fù)雜，動態(tài)性能不理想，在技術(shù)性能上很難有新的突破。本文提出的變頻電源，從根本上克服了上述弊端，是一種性能優(yōu)良的靜止變頻電源。

2 主電路和系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)

2. 1 變頻電源的主電路結(jié)構(gòu)

主電路結(jié)構(gòu)如圖1 所示。J S 為軟啟動控制，避免上電時浪涌電流對整流模塊的沖擊。

采用工業(yè)上比較流行的SPWM 控制策略。由于載波頻率的高頻化，SPWM 脈沖波的第一組諧波中心向高頻端遷移，距基波頻率甚遠(yuǎn)，如圖2 所示。這就使得輸出濾波網(wǎng)絡(luò)得以小型輕量化，動態(tài)品質(zhì)也得以改善。

 

輸出濾波網(wǎng)絡(luò)采用常K型兩元件低通濾波器[5 ] 。濾波元件L 、C 的參數(shù)按下式選取：

L = R/ (πf c) (1)

C = 1/ (πf c R) (2)

式中f c 通帶的高截止頻率R 濾波器的特性阻抗

|<12345>>

2. 2 系統(tǒng)的控制結(jié)構(gòu)

系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)如圖3 所示。電流環(huán)作為輸出電壓控制環(huán)的輔助環(huán)，能成功地限制逆變器的輸出電流，以防止逆變器過載，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。

圖中Uge 電壓給定Upc 偏磁校正Igd 電流給定Uxl 限流給定

3 擎住效應(yīng)及防護技術(shù)

3. 1 擎住效應(yīng)

IGBT 由四層PNPN 組成，內(nèi)部形成一個寄生晶閘管，有可能由于再生作用而發(fā)生擎住。IGBT的擎住效應(yīng)有兩種模型：穩(wěn)定導(dǎo)通時的靜態(tài)擎住及關(guān)斷時產(chǎn)生的動態(tài)擎住。

3. 2 靜態(tài)擎住效應(yīng)

IGBT的等效電路如圖4a 所示。1 、2 分別是VT1 和VT2 的電流放大系數(shù)且為電壓電流的函數(shù)。如果1 增大，通過P 基區(qū)的空穴電流Ih 也增大，當(dāng)Up = Ih Rp > 0. 7V 時，NPN 管開通，VT1 、VT2 發(fā)生正反饋。已知當(dāng)1 + 2 = 1時，IGBT被擎住，柵極失去控制作用。IGBT 將發(fā)生破壞性損壞。

3. 3 動態(tài)擎住效應(yīng)

考慮結(jié)電容的等效電路如圖4b 所示， IGBT在關(guān)斷時J2 結(jié)因反偏幾乎承受著全部高壓。結(jié)電容Cj2影響最大，僅考慮Cj2的影響。重加d v/ d t 使Cj2產(chǎn)生位移電流iDis ：

iDis&prop;d v/ d t (3)

擎住發(fā)生時有如下關(guān)系：

345>>

此時應(yīng)為動態(tài)，若不考慮隨電壓的變化，僅考慮電流對其影響，則動態(tài)s 定義為：

由上式可看出，擎住發(fā)生時s1 + s2 = 1。此時與靜態(tài)的1 、2 無關(guān)。管電流隨iDis位移電流迅猛增加，關(guān)斷時重加d v/ d t 最為有害。

3. 4 擎住效應(yīng)的防護

由上述可知，IGBT 的擎住效應(yīng)是由器件的特殊結(jié)構(gòu)決定的。應(yīng)為IGBT 設(shè)計良好的周邊電路，抑制擎住的發(fā)生，主要從以下幾方面考慮。

(1) 避免IGBT超過熱極限

IGBT的擎住電流與溫度有關(guān)，參見圖5。散熱器的溫度以不超過70 ℃為宜。因溫度升高后，NPN 管開通的偏置電壓不再是0. 7V ，而是隨溫度的升高而下降;p + 區(qū)的橫向電阻RP 隨溫度升高而增大，二者的影響均促使擎住電流下降。

345>>

(2) 選擇合理的驅(qū)動條件

IGBT的動靜態(tài)特性與門極驅(qū)動條件密切相關(guān)。正反向驅(qū)動電壓Uge 、門極電阻Rg 對IGBT的飽和壓降、開關(guān)損耗、短路耐量等都有不同程度影響。經(jīng)驗表明，正向驅(qū)動以13V Ug 15V ，反向驅(qū)動以- 7V - Uge - 5V 為宜。在開關(guān)損耗允許的情況下，Rge 應(yīng)適當(dāng)選大。

(3) 利用緩沖電路限制過壓

IGBT感性關(guān)斷時產(chǎn)生的浪涌電壓一方面可能使IGBT的關(guān)斷軌跡位于安全工作區(qū)之外，另一方面使管耗增加，溫度升高對抑制擎住不利。必須使用緩沖電路消除這種開關(guān)浪涌。緩沖電路采用阻止放電型結(jié)構(gòu)，如圖6 所示。各參數(shù)按下列關(guān)系選?。?/p>

式中Ls 引線電感，以1H/ m計Io IGBT最大脈沖電流值K 額定減小系數(shù)，非重復(fù)時K= 1 ，重復(fù)時K = 0. 8

Ucep 集射間的峰值電壓，Ucep = Ud + UFM +Lsd i/ dUd 直流高壓UFM 二極管暫態(tài)正向壓降，1200V 級取40～60V

實測電壓尖峰U = Ucep - Ud

345>>

(4) 過流或短路故障時應(yīng)使IGBT 緩關(guān)斷

故障情況下， 由于關(guān)斷時隨著MOSFET 溝道的減小， 電流會流過Rp ，使Up 升高， IGBT 可能會進(jìn)入擎住。而簡單快速地關(guān)斷IGBT ，會產(chǎn)生較大的d i/ d t 和d v/ d t ，也可能促使IGBT 進(jìn)入擎住。應(yīng)該在IGBT耐量允許的前提下，設(shè)法緩關(guān)斷IGBT。

(5) 合理選擇器件等級和開關(guān)頻率

IGBT功率模塊電流等級參考下式選?。?/p>

ic = NPo/ (&eta;DmaxUdmin) (14)

式中Po 額定輸出功率N 功率裕量系數(shù)&eta; 效率

Dmax 最大占空比Udmin 最低直流高壓

高速型IGBT的優(yōu)選頻率范圍是10～15kHz(硬開關(guān)) 。開關(guān)頻率太高，管耗大，溫升高，可靠性下降。以單相4kW的靜止變頻電源為例，選用富士2MBI50L - 120 功率模塊。頻率調(diào)制比mf = 33 ，載波頻率f = 400 33 = 13. 2kHz。經(jīng)主電路倍頻以后，逆變橋輸出的SPWM 脈沖波的頻率為26. 4kHz ，其頻譜見圖2。

4 控制、驅(qū)動及保護電路

由EPROM和D/ A 構(gòu)成調(diào)制波產(chǎn)生電路是目前較好的辦法。將參考正弦按規(guī)則采樣法離線算好后存于EPROM 中，若為三相電源，參考正弦三相互差120，使用一片最小容量的普通型EPROM即可。基本電路如圖7 所示。

因為三角波載波的斜邊是與參考正弦在臺階處相交，比較器不存在抖動問題，不需附加任何措施，穩(wěn)定可靠。

5 主要技術(shù)指標(biāo)

單相4kW變頻電源：

輸入：50Hz ，380V ， 10 %

輸出：單相115V/ 230V ， 10 %可調(diào)

電壓調(diào)整率

輸出波形：正弦波，THD

頻率：400Hz ， 30Hz 可調(diào)

過載能力：120 % ，10 分鐘

效率：> 80 %

6 結(jié)論

單相4kW 變頻電源在兩種雷達(dá)上試用成功。在此基礎(chǔ)上，已派生出各種規(guī)格的電源。實現(xiàn)了實用化和系列化。已廣泛用于部隊、院校、民航、科研單位等，用戶反映良好。

345